（一）技术交底书的要求：
□应清楚、完整地写明发明或实用新型的内容；
□使所属技术领域的普通技术人员能够根据此内容实施发明创造；
□使上述人员相信本发明确实可以解决现有技术不能解决的问题。
（二）技术交底书的具体样本如下：
1）发明创造的名称：
三电平LLC变换器的PWM控制方法
2）所属技术领域：
技术领域:
本发明涉及LLC谐振变换器，特别是涉及一种三电平LLC变换器的PWM控制方法。
3）背景技术
3.1）详细介绍技术背景，并描述申请人所知的与发明方案最接近的已有技术（应详细介绍，以不需再去看文献即可领会该技术内容为准，如果现有技术出自专利、期刊、书籍，则提供出处）；
3.2）对现有技术存在的缺点进行客观的评述（现有技术的缺点是针对于本发明的优点来说的；如果找不出对比技术方案及其缺点，可用反推法，根据本发明的优点来找对应的缺点；本发明不能解决的缺点，不需提供；缺点可以是成本高、处理时间慢等类似问题）。
背景技术：
LLC谐振变换器因为其结构简单、软开关特性优越，在业界得到了越来越广泛的应用。在大功率、高功率密度的场合，三电平LLC谐振变换器更是以其器件应力低、开关损耗小、变换频率高等优点，逐渐成为业界的主流拓扑。
LLC谐振变换器一般通过改变工作频率来对变换器增益进行调节，以实现输出电压的稳定和调整。实际应用中，考虑到功率器件损耗和变换器效率，变换器工作频率不能无限制地提高，调频范围受到了一定限制，因此，在输入和输出电压变化范围较大的场合，则往往通过PFM（脉频调制）和PWM（脉宽调制）相结合的方式来对变换器进行控制。即在输出高压重载的情况下，按照增益需求对变换器进行PFM控制，在低压轻载情况下，增益需求高于最大工作频率时，对变换器进行恒频PWM控制。
LLC谐振变换器在PFM控制下可以获得良好的性能，但在 PWM控制下却有完全不同的工作特性。下面以三电平全桥LLC谐振变换器为例，分析三电平LLC谐振变换器传统的PWM控制策略及其存在的缺点。
图1所示的三电平全桥LLC变换器包括两个桥臂，8个开关管S1-S8，其中开关管S1、S2、 S3、S4分别与开关管S8、S7、S6、S5有着共同的控制信号，习惯上将开关管S1、S4、S5、S8称为变换器的外管，而将开关管S2、S3、S6、S7称为变换器的内管。
传统的PWM控制逻辑如图2所示，第一桥臂内管S2、S3比外管S1、S4延迟一段时间关断，第二桥臂同理。为方便描述，将这段时间称为延迟时间。传统的PWM控制是保持延迟时间基本不变，根据增益的需求，同时改变内管和外管的占空比，即通过对内外管同时调宽来实现对变换器的控制。
如图2，当内外管S1、S2、S7、S8同时导通时，谐振电流ip正向谐振（im表示励磁电流），电流幅值增加；当内外管S1、S2、S7、S8都关断时，变换器所有开关管都处于关断状态，谐振电流ip处于不受控状态，从谐振电流峰值开始阻尼谐振，直到开关管S3、S4、S5、S6导通，改变原边谐振回路。在小占空比的情况下，开关管关断的时间较长，阻尼谐振的过程随负载和占空比的变化而变化，处于完全不受控状态，如图2所示的谐振电流波形，谐振电流可能在一个PWM变换周期内出现多次换向。此时存在图3所示的工作模态：谐振电流反向谐振，且开关管结电容充放电过程已经结束，开关管S1、S2、S7、S8的体二极管导通续流，电流流向为：开关管S8→开关管S7→谐振电感Lr→变压器原边→谐振电容Cr→开关管S2→开关管S1。在某些工况下，恰好在S1、S2、S7、S8的体二极管续流时，开关管S3、S4、S5、S6开通，则进入如图4所示的模态：开关管S3、S4、S5、S6开通，电流流向为：开关管S5→开关管S6→谐振电感Lr→变压器原边→谐振电容Cr→开关管S3→开关管S4，此时，开关管S1、S2、S7、S8的体二极管还没有完全反向截止，等同于桥臂的瞬间短路，因此会有很大的反向恢复电流流过整个桥臂。
同样，三电平半桥LLC变换器的单个桥臂也会出现类似的问题，而其产生的机理与全桥LLC变换器完全相同。在PWM模态，半桥LLC变换器存在如图5所示的工作模态：谐振电流反向谐振，且开关管结电容充放电过程已经结束，开关管S1、S2的体二极管导通续流，电流流向为：变压器原边→谐振电容Cr→谐振电感Lr→开关管S2→开关管S1。当在此过程中开关管S3、S4开通，则进入如图6所示的模态：开关管S3、S4开通，电流流向为：变压器原边→谐振电容Cr→谐振电感Lr→开关管S3→开关管S4，此时，开关管S1、S2的体二极管还没有完全反向截止，等同于桥臂的瞬间短路，因此会有很大的反向恢复电流流过整个桥臂。
由于MOS管的体内寄生二极管反向恢复特性一般比较差，造成流过桥臂的反向恢复电流非常大，桥臂中出现很大的电流变化率di/dt，在MOS管栅极感应出的尖峰电压可以造成MOS管被击穿。可见，PWM控制的三电平LLC变换器既不等同于PFM控制的LLC变换器，也不同于普通的PWM变换器，存在特有的体二极管反向恢复问题，从而给三电平LLC变换器的设计带来了很大的困难。
4）发明内容
4.1）正面描述本发明所要解决的技术问题（对应现有技术的所有缺点；本发明解决不了的，不需提供）；
4.2）清楚完整的叙述发明创造的技术方案，应结合工艺流程图、原理框图、电路图、仿真图、布局图、设备结构图进行说明（越详细越好，可与第6部分合写；发明中每一功能的实现都要有相应的技术实现方案，不能只有原理，也不能只做功能介绍；需要详细提供与现有技术的区别技术和关联技术；每个附图都应有对应的文字描述，以他人不看附图即可明白技术方案为准；所有英文缩写都应中文注释）：
对于机械产品的发明创造应详细说明每一个结构零部件的形状、构造、部件之间的连接关系、空间位置关系、工作原理等；
对于电器产品应描述电器元件的组成、连接关系；
对于无固定形状和结构的产品，如粉状或流体产品、化学品、药品，应描述其组分及其含量、制造工艺条件和工艺流程等；
对于方法发明，应描述操作步骤、工艺参数等；
4.3）简单点明本发明的关键点和欲保护点（逐项列出1、2、3、、、），并简单介绍与最好的现有技术相比，本发明有何优点（一两个自然段即可；结合技术方案来描述，做到有理有据，即用推理或因果关系的方式推理说明；可以对应所要解决的技术问题或发明目的来描述）。
发明内容:
本发明的主要目的就是针对现有技术的不足，提供一种用于三电平LLC谐振变换器的PWM控制方法，解决该类变换器在PWM控制下存在的体二极管反向恢复问题。
为实现上述目的，本发明采用以下技术方案：
一种用于三电平LLC谐振变换器的PWM控制方法, 所述LLC谐振变换器至少包括耦合在变压器原边的串接有多个开关管的第一桥臂，所述多个开关管包括靠近所述第一桥臂两端的两个外管和所述外管之间的两个内管，在PWM模态，根据增益需求对所述内管和所述外管进行占空比调宽时，保持所述内管的占空比不低于最小占空比，所述最小占空比按照在所述外管关断后所述内管延迟关断的时长能够避免谐振电流反向谐振的要求确定。
在一种实施例中,设定一不低于所述最小占空比的阈值占空比，所述阈值占空比≤0.5；当增益需求的占空比小于所述阈值占空比时，保持内管的占空比为所述阈值占空比，并根据增益需求对所述外管进行占空比调宽；当增益需求的占空比大于阈值占空比时，根据增益需求对所述内管和所述外管同时进行占空比调宽。
在另一种实施例中，也可以保持所述内管的占空比为一固定值，例如为0.5。
所述三电平LLC谐振变换器可以为半桥拓扑或全桥拓扑。
按照本发明，在三电平LLC谐振变换器的PWM控制模态，根据增益需求对外管进行占空比调宽，同时保持内管的占空比不低于最小占空比，该最小占空比按照在外管关断后内管延迟关断的时长能够避免谐振电流反向谐振的要求确定，因此，当内管和外管同时导通时，谐振电流正向谐振，电流幅值增加，当外管关断时，根据内管的占空比，内管相对于外管的关断延迟使其在一定期间一直处于导通状态，为原边电流提供谐振通路，且使变压器一直处于正向励磁状态，原边谐振电流在上升之后下降缓慢，从而，避免了PWM控制下三电平LLC谐振变换器的谐振电流在一个PWM变换周期内出现反向谐振，并由此解决了由于反向谐振所带来的开关管体二极管的反向恢复问题。
5）附图：实用新型专利必须提供附图，附图中构成件可以有标记，尺寸和参数不必标注。
附图说明:
图1为三电平全桥LLC变换器的电路结构图；
图2为三电平全桥LLC变换器的传统PWM控制方法的波形图；
图3和图4为三电平全桥LLC变换器反向恢复问题的产生机理图；
图5和图6为三电平半桥LLC变换器反向恢复问题的产生机理图；
图7为本发明一种实施例的三电平全桥LLC变换器的PWM控制方法的流程图；
图8为本发明一种实施例的三电平全桥LLC变换器的PWM控制方法的波形图；
本发明的特征及优点将通过实施例结合附图进行详细说明。
6）优选具体实施方式（可与第4部分合写；尽量写明所有同样能完成发明目的的替代方案，所述替代可以是部分结构、器件、方法步骤的替代，也可以是完整的技术方案）：
对于产品发明应描述产品构成、电路构成或者化学成分、各部分之间的相互关系、工作过程或操作步骤；对于方法发明应写明步骤、参数、工艺条件等，可提供多个具体实施方式。
具体实施方式:
请参考图1和图7，一种实施例的三电平全桥LLC变换器的PWM控制方法包括以下步骤：
步骤A1：对于第一桥臂上的四个开关管S1-S4，确定内管S2、S3在PWM模态的最小占空比，使得满足在外管S1、S4关断后内管S2、S3延迟关断的时长能够避免谐振电流反向谐振；
步骤A2：通过PWM控制，根据增益需求分别对外管S1、S4进行占空比调宽，并相应地保持内管S2、S3的占空比不低于最小占空比。
同样地，对于第二桥臂，采用上述方法控制内管S6、S7和外管S5、S8的占空比。
由于三电平LLC谐振变换器的有效占空比由外管占空比来决定，所以仅调节外管占空比就可以满足变换器增益调节的需求，而上述控制方法通过对内管占空比的适当选取，改变了变换器原边电流的谐振过程，从而能够破坏开关管体二极管反向恢复问题的产生条件。
如图8所示的PWM控制方法的波形图，当开关管S1、S2、S7、S8导通时，谐振电流正向谐振，电流幅值增加，当外管S1、S8关断时，根据内管S2、S7占空比的取定，内管S2、S7将延迟一段时间才关断，该段时间内管S2、S7处于导通状态，为原边电流提供谐振通路，且使变压器一直处于正向励磁状态，这使得原边正向谐振电流在缓慢升高后逐渐降低，不会出现谐振电流反向，即不会在变换器一个PWM变换周期的正半周期内出现负向谐振电流；同样，当开关管S3、S4、S5、S6导通后，进入PWM变换周期的负半周期，当外管S4、S5关断时，根据内管S3、S6占空比的取定，内管S3、S6将延迟一段时间才关断，该段时间内管S3、S6处于导通状态，原边负向谐振过程为负向谐振电流在缓慢升高后逐渐降低，不会出现谐振电流反向，即不会在PWM变换周期的负半周期出现正向谐振电流。由此，选择合理的主回路参数，可以避免谐振电流在一个PWM变换周期内反向谐振，进而解决体二极管反向恢复问题。
在一些实施例中，可以采用内管占空比固定不变，即对内管不调宽的控制方法，如在PWM模态，对外管S1、S4、S8、S5根据增益需求进行占空比调节，对内管S2、S3、 S7、S6保持一固定占空比，该固定占空比的取值不低于最小占空比，优选的，该固定占空比可以取占空比的最大值0.5。
传统PWM控制下的三电平LLC谐振变换器的反向恢复问题，一般只出现在占空比很小的情况下，因此，在一些优选的实施例中，也可以只控制内管S2、S3、S7、S6在部分占空比区域内不调宽。给内管设定一个阈值占空比D，最小占空比≤D＜0.5，当增益需求变换器的占空比小于D时，使内管占空比保持为D，并根据增益需求调节外管占空比，解决LLC变换器的反向恢复问题；而当增益需求变换器的占空比大于D时，与传统PWM一样，采用内外管同时调宽。在占空比较小时，内管导通时间延长可以改变原边谐振过程，破坏反向恢复产生条件，但内管导通对于功率传输本身并没有作用，而且，内管长时间导通本身会增加原边环流，带来额外损耗，因此，在占空比较大而不会出现反向恢复问题时，就可以采用内外管同时调宽可以减低损耗。
请参考图7，该PWM控制方法同样适用于图5所示的三电平半桥LLC谐振变换器，包括以下步骤：
步骤A1：对于第一桥臂上的四个开关管S1-S4，确定内管S2、S3在PWM模态的最小占空比，使得满足在外管S1、S4关断后内管S2、S3延迟关断的时长能够避免谐振电流反向谐振；
步骤A2：通过PWM控制，根据增益需求分别对外管S1、S4进行占空比调宽，并相应地保持内管S2、S3的占空比不低于最小占空比。
根据上述控制方法，通过对内管占空比的适当选取，改变了变换器原边电流的谐振过程，避免了出现谐振电流反向谐振，即不会在变换器一个PWM变换周期的正半周期内出现负向谐振电流，也不会在PWM变换周期的负半周期出现正向谐振电流，从而能够破坏开关管体二极管反向恢复问题的产生条件。
此外，对于LLC变换器，其变压器的副边可以采用各种整流方式，这些变形与替换均属于本发明的保护范围。
以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。
图1
图2
图3
图4
图5
图6
图7
图8
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